Глава 3. Методологии автоматизированного проектирования радиоустройств. Смешанное моделирование трактов радиоприемных устройств

Тема 2. Методология сквозного автоматизированного проектирования маломощного смесителя

Содержание

  1. Особенности схемы
  2. Выбор активных приборов
  3. Верификация модели по постоянному току
  4. Проектирование цепей смещения
  5. Верификация ВЧ-модели транзистора
  6. Верификация большесигнальной модели транзистора
  7. Проектирование согласующих цепей смесителя
  8. Оценка влияния уровня гетеродина на коэффициент преобразования
  9. Зависимость коэффициента преобразования от уровня ВЧ - сигнала
  10. Проведение трассировки смесителя
  11. Проведение моделирования прямо из физического проекта

Данная методология полагает использование библиотеки ВЧ - транзисторов и SMT-пассивных компонент, входящих в состав ADS.


1. Особенности схемы

Смеситель - это преобразователь по верхней боковой полосе с несущей частотой 900МГц и промежуточной - 45МГц. Основные требования, предложенные для проектирования должны обеспечить коэффициент преобразования 10дБ при напряжении питания 1В и потребляемом токе 600мкА. Подобное ограничение на величину потребляемой мощности - наиболее типично при разработке устройств сотовой телефонной связи, пейджеров, имеющих источники питания с ограниченными ресурсами. Другие характерные характеристики смесителя, встречающиеся в практике проектирования, такие, как линейность, развязка входов-выходов, уровни шумов - не включены в этот частный пример. Но в примере /examples/rfic/mixers_prj -показано, как включать эти виды анализа.

Содержание


2. Выбор активных приборов (АП)

Один из первых шагов в процессе проектирования - выбор АП. В нашем случае это биполярный транзистор MOTOROLA MMBR941 в стандартном пластиковом корпусе SOT-23. Это обусловлено тем, что пока биполярные транзисторы обладают лучшими преобразующими свойствами, по сравнению с полевыми при низких управляющих напряжениях. Выбранный прибор соответствует требуемым параметрам и имеет несколько преимуществ: низкая стоимость, наличие точных моделей, которые делают возможным автоматизированное проектирование. Модель транзистора, взятая из библиотеки - это модель Гуммеля - Пуна, параметры которой были получены в процессе изготовления в фирме MOTOROLA. Вначале модель транзистора по постоянному току верифицируется сравнением с его вольт - амперными характеристиками. Далее, должны быть спроектированы цепи смещения, чтобы установить требуемые рабочие точки. Поведение ВЧ - модели должно быть проверено сравнением полученных S - параметров с измеренными при одинаковых параметрах смещения, И наконец, должна быть верифицирована нелинейная модель через моделирование динамической характеристики и сравнение с результатами измерений.

Содержание


3. Верификация модели по постоянному току файл (DC_curves.dsn)

Проект DC_curves.dsn (см рис.1) показывает один из вариантов установки меняющихся в процессе измерения параметров DC - анализа. Постоянное напряжение, приложенное к коллектору, устанавливается как варьируемое, VCE, которое инициализируется в VAR - блоке. VAR - блок также инициализирует переменную, IBB, использованную в качестве источника базового тока транзистора. При установке значения VCE в DC -контроллере (DС1) были использованы необходимые величины. В данном примере VCE изменяется от 0 до 6 В так, чтобы модель могла быть верифицирована в относительно широком диапазоне. DC -контроллер может изменять только одну переменную, так величина для источника тока IBB изменяется с использованием компоненты Param Sweep. Диапазон, выбранный для тока базы IBB установлен в пределах от 50мкА до 350 мкА.

Рис.1 Установка параметров анализа транзистора по постоянному току

Рис.1 Установка параметров анализа транзистора по постоянному току

Результаты моделирования отражены в файле "DC_curves.dds". Имеющиеся в распоряжении выходные переменные могут быть просмотрены посредством размещения нового графика или выбором существующего графика для редактирования, который открывает диалоговое окно InsertPlot, показанное на рис.2. Нумерованные узлы будут использованы для отображения DC -аннотации, рассмотренной в разделе по верификации ВЧ - модели транзистора.

Рис.2 Диалоговое окно для вставки графика

Рис.2 Диалоговое окно для вставки графика

Рис.3 показывает хорошее совпадение между результатами моделирования и измерения. Измеренные данные могут быть прочитаны в формат ADS либо из файла, либо от инструментальных средств выбором опции Window>New File / Instrument Server. ADS будет конвертировать файлы из форматов Touchstone, MDIF, Citifile или ICCAP к ADS - данным, которые могут быть отображены рядом с результатами моделирования. Вольт - амперные характеристики показывают, что требуемая рабочая точка транзистора определяется параметрами VCE=1В, ICE<0.6мА, что соответствует минимальному потреблению тока активным прибором.

Рис.3 Сравнение измеренных (точки) и смоделированных (непрерывная линия) DC ВАХ для транзистора MMBR941

Рис.3 Сравнение измеренных (точки) и смоделированных (непрерывная линия) DC ВАХ для транзистора MMBR941

Содержание


4. Проектирование цепей смещения файл (BiasPoint.dsn)

Следующий шаг: выбор рабочей точки активного прибора и вычисление номиналов резисторов смещения проводятся с использованием установок в файле BiasPoint.dsn, как показано на рис.4. Так как коллекторные напряжения и ток известны, то только ток базы должен быть определён. В схемном редакторе VCC фиксируется значением 1В и источник базового тока IBB меняется от 1 до 10мкА, используя DC - контроллер.

Рис.4 Расчёт рабочих точек

Рис.4 Расчёт рабочих точек

Структура схемы включает проводящие и блокировочные компоненты и 50-омную нагрузку, что соответствует реальной среде измерений. Несмотря на то, что DC -моделирование не включает ВЧ - источники сигналов, они могут быть подключены, но их влияние учитываться не будет при анализе по постоянному току.

Результаты отображаются в табличном формате в файле BiasPoint.dds (см рис.5), таким образом может быть выбрано соответствующее значение базового тока. Заметим, что ток смещения действительно меньше, чем требуемое конечное значение. Это потому, что прибор будет находиться под управлением относительно большого сигнала гетеродина, что будет причиной сдвига коллекторного тока в динамическом режиме. Данный сдвиг может быть рассчитан более точно позднее, а в данный момент базовый ток IBB выбирается равным 5мкА так, что соответствующий коллекторный ток (514мкА) несколько ниже требуемого значения.

Рис.5 Выбор рабочей точки

Рис.5 Выбор рабочей точки

Значения резисторов смещения, показанные на рис.6, рассчитываются следующим образом. Базовый ток, коллекторный ток и VCC известны, но разработчик может сделать допущение на падение напряжения на Rc и Rb. В этом случае напряжение коллектор-эмиттер выбирается равным 0.75В, что обеспечивает реальное рабочее напряжение на выходе при реализуемых значениях сопротивлений резисторов. Уравнения, записанные на отображаемой странице данных, вычисляют точные значения, требуемые для каждого значения базового тока, но выбраны должны быть те, которые наиболее близки к стандартным значениям. Следующий шаг служит для того, чтобы подтвердить рабочие точки при выбранных стандартных значениях резисторов и верифицировать S-параметры модели при сравнении с измеренным величинами.

Рис.6 Расчёт резисторов цепей смещения

Рис.6 Расчёт резисторов цепей смещения

Рис.7 Установка проекта для моделирования статического режима и расчёта S-параметров

Рис.7 Установка проекта для моделирования статического режима и расчёта S-параметров

Содержание


5. Верификация ВЧ-модели транзистора (файл BiasNet.dsn)

Проект BiasNet.dsn ,показанный на рис.7, включает моделирование статического и малосигнального частотного режимов. Результаты анализа по постоянному току отражаются прямо на схеме, используя аннотации: после проведения моделирования нужно выбрать опцию Simulate>Annotate DC Solution , чтобы просмотреть постоянные напряжения и токи в каждом узле. Это моделирование может быть проведено как с точными значениями резисторов, так и приближенными, соответствующими стандартной сетке (Rc=470 Ом, Rв=8.2 к), чтобы подтвердить корректность выбора рабочих точек.

Рис.8 Сравнение измеренных и расчётных S-параметров для транзистора MMBR941

Рис.8 Сравнение измеренных и расчётных S-параметров для транзистора MMBR941

S-параметры транзистора были вычислены в рабочей точке и приводятся совместно, совместно с измеренными данными, на рис.8. Следует отметить хорошее совпадение, полученное в результате сравнения частотных характеристик.

Содержание


6. Верификация большесигнальной модели транзистора (файл compression.dsn)

Рис.9 Установка проекта для измерения сжатия динамической характеристики транзистора

Рис.9 Установка проекта для измерения сжатия динамической характеристики транзистора

Проект Compression.dsn (рис.9) показывает два пути расчёта динамической выходной характеристики на частоте 900МГц. Принятый путь, изложенный здесь, основан на использовании контроллера метода гармонического баланса, который обеспечивает изменение уровня входной мощности от малых (режим слабого гармонического сигнала) до больших значений, когда уже наблюдается эффект сжатия выходной динамической характеристики. Переменная, соответствующая входной мощности ("PwIn") меняется от -45 до -15 дБм, единицы измерения выходной мощности - также в дБм. Заметим, что измерение в дБм мощности полагает наличие 50-Омной нагрузки, которая соответствует предварительной установке пользователя. Аргумент функции, "HB.Vout[1]", соответствует основной несущей частоте. На рис.10 показаны уравнение и график, использованный, чтобы определить точку сжатия на 1дБ и включает также результаты измерений.

Другой метод, характерный только для ADS, более прямой и не требует построения графика или измерения переменных. Контроллер определения коэффициента сжатия "XDB" представляет собой метод гармонического баланса, который прямо вычисляет и выводит уровни входной и выходной мощности, соответствующие точке оценки эффекта сжатия. Установка по умолчанию соответствует 1дБ, но пользователь может установить любое значение для оценки сжатия. На рис.10 изображен выходной результат этого метода: значения входной и выходной мощности при сжатии в 1дБ .

ADS поддерживает достаточно большую гибкость в определении входных и выходных данных. К примеру, выход "PwrOut" определён на странице с изображением схемы, используя компоненту MeasEqn, но аналогично этот выход может быть определён на странице отображаемых данных как уравнение. Преимущество определения выходов на схеме заключается в том, что они могут быть использованы в процессе оптимизации. Но, с другой стороны, определение их на странице отображаемых данных весьма полезно для таких установок templates, когда сложные вычисления могут быть просто применены к многим различным схемам. Любые выходы, которые были не указаны перед моделированием, могут быть вычислены после добавления их на страницу выходных данных.

Рис.10 Два метода определения сжатия на 1дБ - оба показывают значение входной мощности -24дБм

Рис.10 Два метода определения сжатия на 1дБ - оба показывают значение входной мощности -24дБм

Содержание


7. Проектирование согласующих цепей смесителя (RFIC match1.dsn)

Важным шагом при проектировании смесителя является определение импедансов на входе (на входной частоте) и выходе (на промежуточной частоте). Окончательная входная согласующая схема будет обеспечивать согласование на базе транзистора к 50 Омам на ВЧ (RF) и представлять КЗ на ПЧ ( IF ) (чтобы предотвратить возможное усиление шума со входа и его наложение (интерференцию) с сигналом ПЧ на выходе). Аналогично, выходная цепь будет обеспечивать согласование коллектора к 50 Омам на ПЧ и КЗ на ВЧ (RF). Таким образом, для каждой частоты условия согласования на входе и выходе будут отличаться.

Первый шаг в проектировании входной согласующей цепи заключается в определении входного сопротивления транзистора на ВЧ, когда на выходе обеспечивается режим КЗ по этой частоте. Для расчета выходной согласующей цепи разработчику нужно знать выходное сопротивление транзистора на ПЧ, когда входные цепи коротко замкнуты. В системе ADS, выраженные через формулы компоненты Z-параметров используются, чтобы смоделировать идеализированную частотно-зависимую схему, подключаемую к порту, как показано в файле RFIFmatch1.dsn (см. рис.11).

Рис.11 Расчёт импедансов активного прибора для решения задачи проектирования согласующих устройств

Рис.11 Расчёт импедансов активного прибора для решения задачи проектирования согласующих устройств

Компоненты Z1P_Eqn определены в блоке VAR. Один из входов, ZIN, устанавливается в состояние КЗ на ПЧ и холостой ход (ХХ) на ВЧ. Это обеспечивает требуемый режим для параметра S22 на ПЧ, пока S11 остается невозмущенным на RF. Аналогично, ZOUT (выход), устанавливается в КЗ на ВЧ и в ХХ для ПЧ. Следует заметить, что источник гетеродина в данном случае представляется в виде 50-Омной нагрузки, присоединённой через ёмкость 0.5 пФ, служащую для изоляции по ВЧ-входному сигналу (потери на гетеродине через эту ёмкость не превышает 0.33дБ на ВЧ-сигнале). Недостаток такого подхода заключается в том, что не вся требуемая мощность от гетеродина доходит до смесителя, например, при мощности -10дБм на вход смесителя подаётся всего -22дБм.

Результирующие S-параметры на ВЧ показывают, что входной импеданс составляет (11.5-j54.1) Ома при КЗ на выходе. На ПЧ выходной импеданс составляет (2065-j2010) Ом. Эти величины могут быть использованы, чтобы решить проблему выбора топологии и номиналов элементов согласующей цепи. Обычно у разработчика имеется несколько вариантов этих топологий для выбора, и наилучший из них определяется несколькими факторами, такими, как максимальная технологичность (yield) (некоторые топологии более чувствительны к изменению компонент, чем другие), минимальная стоимость и возможное совмещение нескольких функций (например, включая развязывающие компоненты, как в данном случае).

Как показано на рис.12, стартуя с входного импеданса транзистора (точка А), шунтирующая индуктивность, включённая за последовательной индуктивностью, будет перемещать достаточно успешно импеданс схемы от точки B1 к линии, соотвествующей 50 Омам. Результирующая схема "А" имеет некоторые преимущества: шунтирующая индуктивность будет обеспечивать КЗ по ПЧ на входе, как требуется, и это может быть использовано для обеспечения развязки в цепях смещения. Однако схема "B" даже лучше: используя меньшее значение шунтирующей индуктивности приводит импеданс к точке "B2", где согласование достигается с использованием последовательной ёмкости. Ёмкость C2 может всегда служить как блокировочный элемент по постоянному току,тем самым выполняя две функции. Таким образом, именно эта цепь была использована для смесителя.

Рис.12 Выбор топологии согласующей входной цепи

Рис.12 Выбор топологии согласующей входной цепи

Выходные согласующие цепи были получены с использованием аналогичной методики: руководствуясь диаграммой Смитта, согласующие цепи синтезируются из шунтирующей индуктивности, включенной за последовательной ёмкостью. Однако, эта топология будет справедлива для любой ВЧ на выходе вместо КЗ- режима, как предполагалось. Для решения этой проблемы шунтирующая индуктивность (значением около 910нГ, что обеспечивает очень высокое сопротивление на ВЧ) размещается таким образом, что образуется параллельная LC-комбинация. Ёмкость должна быть достаточно большой, чтобы обеспечить режим, близкий к КЗ на ВЧ, например, выбирается значение 33пФ. Шунтирующая индуктивность в этом случае уменьшается, таким образом, чтобы общая реактивность, обеспеченная LC-парой на ПЧ былы такой же, как при исходном значении индуктивности. Хотя это не было указано в данном примере, требуемые величины компонент могут быть вычислены, используя ADS, как показано в примерах /examples/MWCkts/LNA_1GHZ_prj. В этом случае, компоненты согласующих цепей были рассчитаны, руководствуясь диаграммой Смитта и полученный в результате этого вариант схемы показан в файле LOdrive.dsn. Окончательный вариант согласующих схем приведён на рис.13. Заметим, что дополнительно к компонентам для цепей согласования и смещения был добавлен нагрузочный резистор RL для управления коэффициентом преобразования смесителя. Начальное значение 4.7 кОм было выбрано достаточно высоким, чтобы не оказать влияния на работу смесителя, и будет использовано только для определения коэффициента преобразования. Две больших ёмкости (BlKL1 и BlKL2) были добавлены, чтобы обеспечить заземление на ВЧ по отношению к нагрузочному резистору и индуктивности и входной шунтирующей индуктивности, соответственно.

Рис.13 Согласующие цепи смесителя

Рис.13 Согласующие цепи смесителя

Содержание


8. Оценка влияния уровня гетеродина на коэффициент преобразования (файл LOdrive.dsn)

Файл LOdrive.dsn (рис.14) показывает, как получить коэффициент преобразования для смесителя и как определить эффект влияния уровня гетеродина на коэффициент передачи и DC-смещение на переходах транзистора. Частоты сигнала и гетеродина и мощность гетеродина были определены в данном случае в качестве переменных. Уровень входного сигнала был установлен равным -50дБм, в то время, как контроллер метода гармонического баланса (ГБ) был настроен на изменение мощности гетеродина от -30 до -5 дБм (контроллер имеет много параметров, и пользователь может контролировать сам, какие из них делать видимыми на схеме, выбирая при редактировании компоненты "Display"- страницу в окне диалогового редактора). Уравнение для проведения требуемых измерений в процессе моделирования определяет выходную мощность, в дБм, на промежуточной частоте. Это даёт возможность провести оптимизацию выходной мощности на ПЧ, если это потребуется. Функция "mix" будет возвращать спектр выходного напряжения Vout, соответствующий частотам {-Freq[1] + Freq[2]} или -LO + RF = IF (45МГц). Уравнение P_IF рассчитывает в дБм значение этой функции.

Рис.14 Постановка задачи для исследования смесителя при изменении мощности гетеродина

Рис.14 Постановка задачи для исследования смесителя при изменении мощности гетеродина

На рис.15 приведены результаты, отражающие эффект влияния нагрузочного сопротивления. Так как коэффициент преобразования - это разность между P_IF и RF, и мощность сигнала зафиксирована на уровне -50 дБм, коэффициент преобразования может быть вычислен с помощью простого выражения. Заметим, что отсутствующие данные для проекта LOdrive включают результаты для нагрузочного резистора (4.7 кОм), и коэффициент преобразования для этого случая вычисляется уравнением "ConvGain". Коэффициент преобразования при мощности гетеродина -10дБм составил 17дБ, что неприемлемо высоко. Повторное моделирование было проведено с уменьшенным до 1.5 кОм нагрузочным резистором. В результате его проведения выходные данные LOdrive15 и уравнение "ConvGain_R15kOhm" показывают, что коэффициент преобразования уменьшился до 13.7дБ. Это всё равно больше нормативного значения 10дБ, но можно остановиться на этом значении, так как в дальнейшем следует ожидаеть уменьшения коэффициента преобразования, когда неидеальные плёночные компоненты заменят идеальные. Второй график на рис.15 показывает эффект влияния на смещение рабочих точек мощности гетеродина. Увеличивая эту мощность, наблюдается рост смещения на коллекторе (см рис.16). На практике, обычно допускается смещение тока коллектора для смесителей этого типа от 5 до 15%.

Рис.15 Зависимость коэффициента преобразования и тока смещения от мощности гетеродина

Рис.15 Зависимость коэффициента преобразования и тока смещения от мощности гетеродина

Рис.16 Зависимость коллекторного тока от мощности гетеродина

Рис.16 Зависимость коллекторного тока от мощности гетеродина

Содержание


9. Зависимость коэффициента преобразования от уровня ВЧ - сигнала

Постановка задачи для определения коэффициента преобразования, отраженная в файле MixCompr.dsn, очень похожа на ту, что была в файле LOdrive.dsn, за тем исключением, что уровень гетеродина в данном случае был зафиксирован на величине -10дБм, в то время, как мощность ВЧ - сигнала менялась от -50дБм до 0 дБм. Как показывают результаты, приведённые на рис.17, наблюдается сжатие коэффициента преобразования до 1 дБ при уровне входного сигнала -27 дБм.

Рис.17 Сжатие коэффициента преобразования

Рис.17 Сжатие коэффициента преобразования

Содержание


10. Проведение трассировки смесителя

Файл физического проекта MixerLayout.dsn включает в себя как результаты трассировки, так и схемотехническое представление смесителя. Существует несколько путей создания этого проекта и выбор наилучшего метода будет зависеть от конкретного применения. В данном примере на первом шаге будет выполняться преобразование всех схемных элементов к их физическим SMT - образам из библиотеки пассивных компонент. Далее эти образы размещаются в окне трассировки в своих приближенных местах. Соединения включаются в этом окне с использованием команды Trace или микрополосковыми компонентами, чем достигается определение окончательного месторасположения элементов. Схемное изображение проекта заменяется с использованием функции синхронизации. Последний шаг: создается файл MixerLayout.dsn путём записи файла MixCompr.dsn под новым именем и его модификации. Так как в последнем варианте схема была смоделирована с использованием физического представления по результатам трассировки, то она будет расположена как подсхема в другом схемном проекте. Это необходимо сделать потому, что в файл трассировки (физического проекта) не возможно включить управляющие директивы моделирования, источники сигналов или нагрузки. Первое, что нужно сделать - удалить такие компоненты из схемы и добавить порты в каждый узел, к которому будут осуществляться внешние подключения к источникам, заземляющим выводам и другим схемам. Метки для каждого порта будут появляться на изображении схемного символа, когда проект преобразуется к другому схемному изображению. В данной ситуации разработчик может также создать обычный символ для изображения схемы выбором опции View> Creant/Edit/ Shematic symbol.

Рис.18 Замена SMT- компонентой идеального компонента, использующая SMT-Pad

Рис.18 Замена SMT- компонентой идеального компонента, использующая SMT-Pad

Следующий шаг заключается в замещении каждого резистора, ёмкости и индуктивности моделями SMT-компонент, которые используются в реальных схемах. Эти модели находятся в библиотеке SMT- элементов выбором опции Brouse and Search в окне этой библиотеки. В данном случае все ёмкости являются элементами группы MuRata Erie: согласующие ёмкости и ёмкости в цепях смещения - все серии GRM39, широкополосные ВЧ- ёмкости - серии GRM36. Резисторы были взяты из серии Dale CRCW, а индуктивности - серии CoilCraft. Где это возможно, компоненты выбираются со стандартными посадочными размерами ("foatprint"), хотя индуктивности и ВЧ ёмкости имеют различные размеры. Следует заметить, что каждый SMT - компонент характеризуется используемым именем корпусной SMT_Pad -компоненты. Эта ( SMT_Pad ) компонента определяется геометрическими размерами, используемыми в процессе трассировки и размещения, как показано на рис.18. Разработчик должен определить их на странице схемного редактора, чтобы затем корпуса ("pads") корректно размещались на стадии компоновки устройства и трассировки. До того момента, пока пользователь не определит типы корпусов ("pads") для разработки конструкции платы, модели элементов схемы не будут учитывать паразитные корпусные параметры. Когда корпусные параметры определены и компоненты размещены, разработчик может выбрать опцию Layout>Place Components from Schematic to layout и разместить каждый корпус в его приближенном месте дислокации в окне компоновки и размещения. С помощью трассировочных линий создают межсоединения. Они могут быть преобразованы к эквивалентным микрополосковым компонентам с использованием команды Edit>Path/Trace/Convert Traces. В общем случае в процессе взаимных преобразований схемного и физического представления проекта, считается целесообразным работать на малых подсекциях и проводить синхронизацию обоих представлений вручную. Процесс синхронизации предполагает, что физическое и схемное представления относятся к одному устройству: например, если разработчик сделал некоторые изменения в физическом проекте, схемный проект может быть зеркально заменён путём выбора опции Schematic>Generate/Update Shematic в окне трассировки. Изменения, сделанные в схемном проекте, могут быть аналогично переданы конструкторскому редактору путём выбора опции Layout>Generate/Update Layuot в окне схемного редактора. На рис.19 приведён окончательный физический проект. Заземлённая плоскость была добавлена к верхнему слою металлизации, чтобы исключить необходимость в (Vias), таким образом, уменьшая стоимость изготовления. Данное действие может быть легко выполнено в ADS путём формирования изображения прямоугольника размером с плату окончательного варианта схемы и, используя опцию Edit>Create Clerance, можно сгенерировать требуемое расстояние вокруг линий передачи и навесных компонент.

Рис.19 Окончательный вариант конструкции схемы смесителя

Рис.19 Окончательный вариант конструкции схемы смесителя

И, наконец, для данного проекта было выполнено моделирование, исходя из физического представления путём выбора опции "SimLay" в диалоговом окне File>Design/Parameters. Эта команда даёт возможность разработчику просматривать эффекты от изменений трассировки напрямую, без нового введения параметров в схемном редакторе. Заметим, что компоненты в схеме могут быть модифицированы (или даже удалены) и без дальнейшего моделирования, в зависимости от того, как долго подключён режим трассировки.

Содержание


11. Проведение моделирования прямо из физического проекта

Файл SimFromLayout.dsn включает физический проект смесителя вместе с контроллером моделирования источниками и внешними портами, необходимыми для проведения анализа схемы. Установка для проведения моделирования аналогична той, что использована в файле LOdrive.dsn, так как результаты, при получении которых были использованы неидеальные компоненты должны сравниваться напрямую. Конструкция смесителя использует микрополосковые линии, так как была включена компонента "MSUb" (рис.20). На рис.21 приведена зависимость коэффициента преобразования от мощности гетеродина в случае, когда использовались как идеальное, так и SMT - компоненты. Как и ожидалось, коэффициент преобразования значительно уменьшается ввиду, главным образом, резистивных потерь в индуктивностях. В этом можно убедиться, заменив компоненты идеальными и выполнив моделирование вновь. Нагрузочный резистор может быть увеличен, чтобы компенсировать эти потери: при изменении R1 от 1.5к до 3.3к коэффициент преобразования поднимается до 10.76 дБ, что всего на 0.76дБ выше требуемого уровня. Следует заметить, что эти изменения должны быть учтены в файле компоновки, чтобы отразиться в результатах моделирования. После того, как окончательные исправления были сделаны в физическом проекте, можно считать, что плата схемы готова к экспорту на изготовление.

Рис.20 Обращение к конструкции смесителя как к подсхеме в файле SimFromLayout.dsn

Рис.20 Обращение к конструкции смесителя как к подсхеме в файле SimFromLayout.dsn

Рис.21 Сравнение коэффициентов преобразования схем, использующих идеальные и SMT - компоненты

Рис.21 Сравнение коэффициентов преобразования схем, использующих идеальные и SMT - компоненты

Содержание


Назад     Оглавление     Вперед